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单端反激式变换器计算,求解答!!!
阅读: 3350 |  回复: 75 楼层直达

2018/12/23 14:52:04
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stephon
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连长

QQ截图20160321155901 【有奖试用】英飞凌40W准谐振反激电源有奖试用招募

QQ截图20160321155901 【精选内容】管理员用心整理的有含金量的帖子 请速来围观


我有一个课程设计是设计一个高输出的反激式电路12~24输入,1000v输出,输出功率30w。请大家帮我看看我的计算对不对!

Ipk=2Vout*Iout/Vin.min*Dmax*n=13.9A

Lp=Vin.max*Ton/Ipk=0.78uh

Np/Ns=Vor/(Vout+Vd)=0。01

由此算出来Ls=7780uh

但是我用saber仿真出来的结果不太好。

求大家帮帮忙!!

LV12
元帅

1、电感Lp算的结果是7.8uH,初级电感量不需再乘匝比平方了(因Ipk是初级峰值电流)。 2、匝比计算中Vor由最大占空比推算,最后计算出的匝比应该是Np/Ns=0.03左右。 3、输出的是高压小电流,仿真时输出电容选取1uF以下就可以。 4、按Dmax=0.45设计时输出二极管需要高反向耐压,建议提高占空比也有利于降低初级峰值电流。

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2018/12/23 18:32:46
2
lingyan[实习版主]
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师长
是1千伏输出吗?
2018/12/23 18:43:20
3
stephon
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LV4
连长
对的,1000v输出。我用saber仿真出来的电流电压,一直在上升。您能帮我看看是怎么回事么  谢谢了
2018/12/24 03:58:32
6
lingyan[实习版主]
电源币:87 | 积分:31 主题帖:19 | 回复帖:1060
LV8
师长
反激输出功率小,变压器传输功率小,可能无法升高到1000V,变压器副边匝数要多大,变压器的制造难度考虑了没有?
2018/12/24 08:51:55
8
stephon
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连长
您说的很对,主要是指导老师是做特种变压器方向的。这个应该没什么问题。我就是想验证一下我的计算是有没有问题。您费心帮我看看把,麻烦您了
2018/12/23 18:55:50
4
stephon
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连长

原理图:

仿真结果:

2018/12/23 20:25:16
5
水乡电源[实习版主]
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LV8
师长
用推挽做会好一些
2018/12/24 08:46:25
7
stephon
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连长

老师给的方案是让用反激做,其实是让做三个输出333v的合起来1000v。我是先推算一下的。

那我这个计算思路有没有错误的地方。

2018/12/24 09:48:50
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boy59[版主]
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军长
1、电感Lp算的结果是7.8uH,初级电感量不需再乘匝比平方了(因Ipk是初级峰值电流)。

2、匝比计算中Vor由最大占空比推算,最后计算出的匝比应该是Np/Ns=0.03左右。

3、输出的是高压小电流,仿真时输出电容选取1uF以下就可以。

4、按Dmax=0.45设计时输出二极管需要高反向耐压,建议提高占空比也有利于降低初级峰值电流。

该帖为最佳回复
2018/12/24 11:10:30
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stephon
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连长
首先万分感谢您的回复,我刚才根据您计算的匝比和初级电感量仿真出来的效果非常好。就是电流有点偏大,我再调整一下电感量就好了。然后我还想问的就是,您是根据什么算的匝比,是根据反射电压/输出电压+二极管压降    得到的吗,那您的最大占空比是选得0.45吗(在12v低输入时)。我还有一个问题就是满载24v输入的时候为了保证30w输出。其他参数不变 调整占空比就行了吗?望您给讲解讲解
2018/12/24 13:05:42
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boy59[版主]
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LV9
军长

求匝比也是用的公式n=Vor/(Vd+Vout),再加上公式Vor=Vin*Dmax/(1-Dmax)确定Vor。

之前的参数是按Dmax=0.45设计的,建议占空比取0.7以上。

调小占空比就可以了。

2018/12/24 13:42:27
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stephon
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连长

-您这个Vin是根据最小输入算的吗?我根据12v输入算的Vor=Vin*Dmax/(1-Dmax)=12*0.45/0.55=9.8

此时NP/Ns=n=Vor/(Vd+Vout)=0.01

-如果vin是24v   Vor=Vin*Dmax/(1-Dmax)=24*0.45/0.55=19.6

此时NP/Ns=n=Vor/(Vd+Vout)=0。02

怎么跟您算的结果不一样呢?

-求最大占空比不是要根据最小输入电压算的吗。

2018/12/24 14:16:24
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boy59[版主]
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LV9
军长

看你前文有提到输出三个333V串联,我是按Vout=333V设计的,如果按1000V设计跟你的结果一样。

按Dmax=0。45、Vout=1000V计算输出二极管反向耐压要3400V左右。

2018/12/24 14:33:41
14
stephon
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LV4
连长

对的,老师。是这样的我是先算单个输出的1000v。计算出最大占空比和确定下来原副边的电感量 ,算出满载时占空比。

然后,根据单个输出的参数。确定三个输出的匝比(比如单个输出匝比1:30的话  三个输出匝比可能是1:10:10:10吧  根据仿真结果调整)。

如果考虑三个输出时输出二极管选用1200v的。实际加在二极管上的电压不超过450v的话,应该怎么考虑呢?

如果先算单输出的话,我应该怎么算呢。我有点不会算了。

2018/12/24 15:09:59
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boy59[版主]
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LV9
军长
输出二极管反向耐压公式为Vout+Vinmax/n,再结合之前的几个公式就可以了。
2018/12/24 16:08:34
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stephon
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连长

老师,我根据您给的提示又计算了一下过程您给看看:

Vin.min=12V      Vout=1000V/30mA     取Vor=20V

有 Dmax=20/20+12=0.625  Ton=12.5us   设效率0.8 工作模式DCM  有Krp=1

原边平均电流  Iav=功率/效率*最小输入电压=30/0.8*12=3.125A

原边峰值电流  Ipk=Iav*Ton/(1-0。5Krp)Dmax=10A

原边电感      Lp=输入最小电压*mos开通时间/峰值电流=12*12。5us/10A=15uh

匝比          n=Np/Ns=Vor/Vout+Vd=20/1000+0.7=0.02

副边电感      Ls=Lp/n*n=15uh/0。0004=37500uh

2018/12/24 16:11:55
17
stephon
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连长
输出的电流电压稍微有点偏大,原边峰值电流跟计算的一模一样。
2018/12/24 16:31:11
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boy59[版主]
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LV9
军长
说明目前的这个系统效率要高于0.8,计算时把效率值提高一些估计就可以得到正好1000V的输出电压了。
2018/12/24 16:46:22
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stephon
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LV4
连长

嗯,好嘞。老师我再叨扰您一下,您别嫌烦哈

如果,我做三个输出一共1000V的话(各输出参数一样)。电路图要怎样画。

我画成下图输出的波形不对(参数我随便取的)。您给看看

2018/12/24 17:04:58
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boy59[版主]
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LV9
军长
这用的是理想变压器,理想变压器要并联一个励磁电感Lm,串联一个漏感Lr来模拟实际变压器。
2018/12/24 18:08:02
21
stephon
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连长

后面输出部分有问题吗?

那我用这个变压器是不是就不用并联一个励磁电感Lm了?

2018/12/24 18:45:20
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boy59[版主]
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LV9
军长
后面电路没问题,换这个变压器就不用并联励磁电感Lm了(Lm=Lp)。
2018/12/24 18:49:42
23
stephon
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连长

好嘞,真是太谢谢您了。

再问您一个问题,我做的这个变换器在dcm中占空比超过0.5没有什么问题吧,我知道在ccm中占空比超过0.5要加斜坡补偿。

2018/12/24 18:59:49
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boy59[版主]
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LV9
军长
没问题的,就是占空比越大输出二极管的峰值电流越大,电源设计就是个折中的艺术,需要自己斟酌一下。
2018/12/24 20:18:20
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stephon
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连长

嗯嗯,知道了

2018/12/26 18:42:15
26
stephon
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连长

老师您好。我又来请教了

我还是做三个输出加起来1000v的反激。在DCM中输出的原副边电流波形怎么看起来像是CCM的波形?您看看。

2.开关管两端电压波形在开通期间怎么怎么从零开始慢慢上升?开通尖峰还挺大的(我漏感取原边电感的1%  即0.15uh)

3。RCD吸收电容波形是这样的。

2018/12/26 18:45:20
27
stephon
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LV4
连长

难道是因为我计算单个输出1000v的时候是算成临界模式的了(T=TON+Toff)?

这是单个输出的原副边电流波形:

2018/12/27 10:13:20
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boy59[版主]
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军长

我也做了下仿真,没发现什么问题

仿真参数是参照16楼的设置的。

2018/12/27 10:35:26
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stephon
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连长

老师,rcd吸收电容电压理论上是不是超过反射电压的1.3倍吗就行,上限有要求吗?

您这个副边单个电感量是 单个输出1000v的的1/3吗(在图中看不出来)?不考虑副边各电感耦合吗?

看原边Lp电流是连续模式的,可是之前算的是按断续模式算的。如果是连续模式的那最大占空比是0.58的话,要加斜坡补偿吧。

2018/12/27 12:01:20
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boy59[版主]
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军长

上限没要求,高了选用的MOS管耐压也会随着升高。

用理想变压器这样设计就可以,用匝比平方折算副边电感,如果考虑副边耦合问题加点漏感就可以对这个仿真影响不大(三路负载相同交叉调整率问题可以忽略)。

我做的仿真是断续模式的或者临界模式左右,占空比大于0.5也不用加斜坡补偿的,因为你这个是电压控制模式。

2018/12/27 12:59:15
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stephon
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连长

老师,您是怎么确定这个是电压控制还是电流控制呢,我指导老师是让用峰值电流控制,比较简单。

我这个以后要做实验,到时候肯定还有要请教您的,您到时候多给学生讲讲

2018/12/27 13:22:05
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boy59[版主]
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军长

其一电流模式需要对电流进行采样,这个电路中既没采样电阻也没电流互感器;其二你做的仿真有进入连续模式占空比也大于0。5但是并没有发生次谐波震荡,如果是电流模式没加斜坡补偿的一定会发生震荡的。

有指导老师为什么不直接请教呢?我只能算业余的……

2018/12/27 18:35:19
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stephon
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连长

嗯嗯嗯,我做这个仿真是先把匝比,开关管,输出二极管的各个参数定下来。加上控制电路的话是要直接做实验。

如果做实验的话,好像控制电路是最难调试的。

我老师平时不怎么见着人,我基本上都是自学,而且老师是做理论多一点的,反激式的各种实验做得少

2018/12/28 19:01:55
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stephon
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连长

老师,我想用uc3844这个芯片,本来这个高压多路输出的控制电路这块是最难调试的部分,

因为这个芯片我这边有成熟的调试经验,占空比高于0。5的话,就不能用这个芯片了。

所以,12v输入 我把最大占空比缩小到0.45。反射电压改为10v。计算后原边Lp=7.8uh

Np/Ns=10/1000+2。1=0。01  

仿真结果是这样的,我不知道问题出在哪里,

在请您帮我看看:

2018/12/29 10:49:35
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boy59[版主]
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军长
漏感太大了,l3=6uH接近7.8uH了。
2018/12/29 13:02:52
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stephon
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连长

嗯嗯是,漏感确实太大了,我老师说变压器自己绕,漏感就是5~6uh 根本控制不到1%。

我今天又仿了几组发现,最大占空比必须超过50%,要不然电压电流达不到要求。

2018/12/29 17:24:10
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boy59[版主]
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军长
占空比大于50%也没关系加个斜坡补偿,环路控制并没有想象中那么可怕……
2019/01/02 13:36:15
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stephon
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连长

老师,我有一个问题想了好久没想出来结果,在这儿问问您

反激式电路在占空比一定的情况下,为了输出达到高压状态,可以通过改变匝比

可是,改变匝比之后,实际的副边反射到原边的反射电压不就增大了吗?反射电压增大

占空比不就应该增大吗?

2019/01/02 15:59:12
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boy59[版主]
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军长
把这个前后顺序换一下,首先占空比一定反射电压也就定了(Don=Vor/(Vor+Vin)非断续模式下),反射电压定了输出电压就由匝比决定Vo=Vor/n(n=Np/Ns)。
2019/01/02 19:24:00
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stephon
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连长

嗯老师我明白了 谢谢您。可是我实际仿真的时候占空比定了之后,

比如在12v输入1000v输出时,在我设定最大占空比0.45【现在不是非纠结要占空比0.5以下,

我就是为了做0。5以下和0。5以上输出的结果作对比用的】

反射电压10v。算出Lp=7.8uh  Np/Ns=0.01

由此仿真出的结果就是达不到要求,电压上不去。您给看看。

在最大占空比0.45的情况下,我改变匝比到1:300还是达不到要求。

2019/01/02 19:51:24
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boy59[版主]
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军长
因为我们采用的公式都是没考虑漏感的,这个仿真中的漏感大到不能忽略了,受漏感影响输出电压约为1000*7.8/(7.8+5)=609V。
2019/01/03 09:37:52
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stephon
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连长

老师,您说的真对。我把漏感去掉再仿真,就能达到输出要求了。

老师 这个式子是怎么得来的呢 。如果我们考虑漏感的话,应该用什么公式比较准确。

2019/01/03 11:40:02
43
boy59[版主]
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LV9
军长
将输入电压Vin换成Vin*Lp/(Lp+Lr)再代入之前的公式试试
2019/01/03 13:24:18
44
stephon
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LV4
连长

老师是求占空比Don=Vor/(Vor+Vin)这个Vin吗。

您这里面的Vin*Lp/(Lp+Lr) Lr是什么参数呢。

2019/01/03 13:35:32
45
boy59[版主]
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军长
所有的Vin包括计算电感Lp所用到的Vin,Lr是漏感。
2019/01/03 13:56:24
46
stephon
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连长
谢谢您!
2019/01/04 11:14:20
47
stephon
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连长

老师您说的这个公式代入前面的公式中,我想了一段时间有点想不明白,

算平均电流Iav=输出功率/(效率*Vin)这时候原边电感量是不知道的。怎么代入呢?

2019/01/05 17:33:37
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boy59[版主]
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军长
算平均电流的公式不改Vin改效率也可以,比如把效率改成0.6……
2019/01/06 08:56:18
49
stephon
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连长

好嘞,明白了。谢谢您了。老师这个漏感 不能用rcd吸收完全吗

我把C值改到几十n,R值改到100k。仿真是出来都是开关管尖峰很大。

老师,还有就是计算Lp=Vin*Ton/Ipk。而且用Vin*Lp/(Lp+Lr)得出的输入电压更小了,

相比之下漏感一定时占得比重更大了,对输出的影响不应该更大吗?

2019/01/07 09:03:20
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boy59[版主]
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军长

因为你这个变压器漏感很大(先不讨论是否合理的问题),RCD电路的吸收功率跟输出功率已经相近了(20~30W),吸收电阻只能用几百欧甚至几十欧。

在Ton阶段要考虑漏感的分压作用,用之前公式计算的实为漏感和初级电感的串联:Lp+Lr=Vin*Ton/Ipk,或者整理成Lp=Lp/(Lp+Lr)*Vin*Ton/Ipk。

2019/01/07 14:07:57
51
stephon
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连长
老师,您说的很详细 通俗易懂,真是太谢谢您了。
2019/01/08 08:46:46
52
stephon
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LV4
连长
老师,您对双管反激有研究吗?变压器计算方式是不是很不一样。
2019/01/08 09:55:29
53
boy59[版主]
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LV9
军长
计算方法差不多,双管反激Vds电压受输入电压Vin的钳位(设置反射电压Vor时需要考虑),单管反激没这个限制。
2019/01/08 11:16:43
54
stephon
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LV4
连长
老师,这个您能给详细讲一下吗?
2019/01/08 11:35:29
55
boy59[版主]
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军长
通俗的讲,单管反激只要MOS管的耐压够高没什么限制,双管反激占空比不能大于50%。
2019/01/08 13:39:17
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stephon
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连长

嗯嗯,老师我知道双管反激占空比不能超过0。5。

我就是之前仿真单管反激,发现rcd消耗能量太大了,效率太低。

 然后想试试双管反激,在占空比0。45情况下,如果 按照单管反激计算出的原边电感7。8uh和5uh漏感

来仿真,不带漏感时输出1000v,带漏感就和单端一样了。没有rcd吸收损耗了,可是漏感太大对输出

影响还是大。

 双管反激除了占空比限制在0.5以下,其他的公式照以前计算的就行吧。

2019/01/08 14:10:57
57
boy59[版主]
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LV9
军长
二者特性差不多计算公式也一样,双管反激效率会高一些(对漏感理论上的无损吸收)。
2019/01/08 20:41:57
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stephon
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连长

老师,双管反激漏感,不消耗能量 会送回输入侧,但是漏感偏大,还是和单管一样对输出电压有影响。

单管反激可以增大占空比到0.5以上,但是双管反激就不行了。除了降低漏感,没有别的方法了吗?毕竟现在这个变压器

没做出来之前,我们也不知道漏感究竟有多大。如果PCB板子处理不当的话,漏感可能更大。

2019/01/09 08:57:37
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boy59[版主]
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军长
最好还是在变压器上想办法来降低漏感,比如匝数少的初级用多股细线替代单股导线并尽量铺满一层,或者换种拓扑比如有源钳位反激。
2019/01/09 09:04:52
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stephon
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连长

老师,如果定下选用双管反激,漏感大除了对输出电压有影响外,因为漏感能量又送回输出侧,对电源效率有影响吗?我考虑原边电感就用这个公式就行吧,Lp+Lr=Vin*Ton/Ipk。

2019/01/09 09:16:58
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boy59[版主]
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军长
有些影响,按之前的仿真这部分损耗大概为峰值10A的电流(三角波)流经初级绕组及两个二极管的损耗。
2019/01/09 09:28:47
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stephon
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但是,不会像之前rcd吸收有20w的损耗那么大了吧,有损耗也仅仅是两个二极管在mos管关断时候的导通损耗吧 老师。(这个排版设计有点不太友好啊)
2019/01/09 09:36:45
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boy59[版主]
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军长
楼层拉回来,损耗比起RCD吸收会有所改善。
2019/01/09 09:56:41
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stephon
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嗯嗯,谢谢您啦,我再仿真看看。有的人说单管和双管的区别很大,区别不就是在漏感的处理方式的不同么,单管反激需要考虑mos管应力,双管的mos管应力就是输入电压。

单管占空比在输出高压的情况中可以增大到0。5以上。双管的不能到0。5以上。可是在开关管关断后,原边电感电压电流方向还是正向的 不存在 磁芯复位的情况吧,

难道是电感的伏秒平衡,ΔVon·Ton=ΔVoff·Toff。

您能给学生讲讲您的思路吗。

2019/01/09 10:10:27
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boy59[版主]
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军长

是的,双管的占空比不能大于0.5就是因为电感伏秒不平衡磁芯不能复位导致饱和。

伏秒平衡公式:Vin*Ton=Vor*Toff,对于单管反射电压Vor可以任意,对于双管反射电压Vor最大被钳位在Vin。

公式变换一下得Don=Vor/(Vin+Vor),因Vor小于等于Vin所以Don小于等于0.5否则伏秒不平衡。

2019/01/09 10:18:09
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stephon
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我刚才仿真结果看使用这个公式Lp+Lr=Vin*Ton/Ipk。漏感对输出的影响还是蛮大的,没办法了 就还有一条路走就是 增大输入电压来增大反射电压吧。
2019/01/09 10:36:37
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boy59[版主]
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军长
还有一种两级方案不知能否接受,譬如12V—100V,100V—1000V,常规变压器常规设计既可。
2019/03/12 09:08:48
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stephon
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老师,我最近又看了一些东西,我发现如果设计的双管反激变换器一直工作在断续模式,

就不用考虑占空比超不超过0.5的问题,而且 应该还要考虑开关管关断后,

次级电感电流下降到零以后次级滤波电感放电的时间吧,即T=Ton+Toff+Td。

2019/03/13 08:42:23
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boy59[版主]
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军长

双管反激DCM模式占空比也不能>50%,对于普通反激反射电压Vor可任意,对于双反激反射电压Vor只能≤Vin,最大占空比Dmax=Vor/(Vor+Vin)≤0.5。

次级滤波电感是指次级加了LC滤波电路?

2019/03/13 09:21:48
70
stephon
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是电流断续阶段电容对负载放电,

对于双管反激我有一个公式不太懂,关于最大占空比确定的公式,您帮我看看

(Vi-nVo)*(1-D)T/Llk ≥ Vi*DT/(Llk+Li)

2019/03/13 11:51:51
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boy59[版主]
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军长
这个公式应该是从漏感的角度考虑的,保证每个开关周期漏感能量都能释放完。这个公式在Vor接近Vi和漏感比较大时比较有用,个人认为双管反激综合此公式和69楼的公式更为妥当(69楼公式需做修正将漏感也考虑进去)。
2019/03/26 13:48:19
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stephon
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老师,我想问您一下我做这个1000V左右的小功率高压输出电源的应用方向是怎么样的,您有了解吗?

因为要写毕业论文,是在是在网上搜不着相关的信息

2019/03/26 13:58:19
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stephon
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l老师,再问您个工程上的问题,我画到原理图部分发现反馈这一块,我如果用TL431和PC817

上拉电阻R502和R504 会消耗比较大的功率,整个电源的效率会非常低,您有什么好的建议吗?

麻烦您给指导指导,谢谢您了

2019/03/27 08:51:16
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boy59[版主]
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军长
我可能会采用原边反馈或增加一个辅助绕组单独为光耦和431供电。
2019/03/27 13:00:36
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stephon
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LV4
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好嘞,谢谢您。

 那控制芯片UC3842供电采用输入电压供电,这样的话损耗也会很大的吧。

而且,UC3842的启动电流和稳定电流都是毫安级的非常小,这也是个问题吧。

2019/03/28 08:38:46
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boy59[版主]
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军长
一般反激电源IC供电也都是由辅助绕组提供的,启动电流一般取自输入电压(串联几个大电阻),可以参考一下其他人的设计。
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